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各種接法的對比
在比較之前，需要對實際的光耦TLP521的幾個特性曲線作一下分析。首先是Ic-Vce曲線，如圖5，圖6所示
由圖5、圖6可知，當If小于5mA時，If的微小變化都將引起Ic與Vce的劇烈變化，光耦的輸出特性曲線平緩。這時如果將光耦作為電源反饋網絡的一部分，其傳遞函數增益非常大。對于整個系統來說，一個非常高的增益容易引起系統不穩定，所以將光耦的靜態工作點設置在電流If小于5mA是不恰當的，設置為5～10mA較恰當。
此外，還需要分析光耦的Ic-If曲線，如圖7所示。
由圖7可以看出，在電流If小于10mA時，Ic-If基本不變，而在電流If大于10mA之后，光耦開始趨向飽和，Ic-If的值隨著If的增大而減小。對于一個電源系統來說，如果環路的增益是變化的，則將可能導致不穩定，所以將靜態工作點設置在If過大處(從而輸出特性容易飽和)，也是不合理的。需要說明的是，Ic-If曲線是隨溫度變化的，但是溫度變化所影響的是在某一固定If值下的Ic值，對Ic-If比值基本無影響，曲線形狀仍然同圖7，只是溫度升高，曲線整體下移，這個特性從Ic-Ta曲線(如圖8所示)中可以看出。
由圖8可以看出，在If大于5mA時，Ic-Ta曲線基本上是互相平行的。
根據上述分析，以下針對不同的典型接法，對比其特性以及適用范圍。本研究以實際的隔離半橋輔助電源及反激式電源為例說明。
第1種接法中，接到電壓誤差放大器輸出端的電壓是外部電壓經電阻R4降壓之后得到，不受電壓誤差放大器電流輸出能力影響，光耦的工作點選取可以通過其外接電阻隨意調節。
按照前面的分析，令電流If的靜態工作點值大約為10mA，對應的光耦工作溫度在0～100℃變化，值在20～15mA之間。一般PWM芯片的三角波幅值大小不超過3V，由此選定電阻R4的大小為670Ω，并同時確定TL431的3腳電壓的靜態工作點值為12V，那么可以選定電阻R3的值為560Ω。電阻R1與R2的值容易選取，這里取為27k與4.7k。電阻R5與電容C1為PI補償，這里取為3k與10nF。
實驗中，半橋輔助電源輸出負載為控制板上的各類控制芯片，加上多路輸出中各路的死負載，最后的實際功率大約為30w。實際測得的光耦4腳電壓(此電壓與芯片三角波相比較，從而決定驅動占空比)波形，如圖9所示。對應的驅動信號波形，如圖10所示。
圖10的驅動波形有負電壓部分，是由于上、下管的驅動繞在一個驅動磁環上的緣故。可以看出，驅動信號的占空比比較大，大約為0.7。
對于第2種接法，一般芯片內部的電壓誤差放大器，其最大電流輸出能力為3mA左右，超過這個電流值，誤差放大器輸出的最高電壓將下降。所以，該接法中，如果電源穩態占空比較大，那么電流Ic比較小，其值可能僅略大于3mA，對應圖7，Ib為2mA左右。由圖6可知，Ib值較小時，微小的Ib變化將引起Ic劇烈變化，光耦的增益非常大，這將導致閉環網絡不容易穩定。而如果電源穩態占空比比較小，光耦的4腳電壓比較小，對應電壓誤差放大器的輸出電流較大，也就是Ic比較大(遠大于3mA)，則對應的Ib也比較大，同樣對應于圖6，當Ib值較大時，對應的光耦增益比較適中，閉環網絡比較容易穩定。
同樣，對于上面的半橋輔助電源電路，用接法2代替接法1，閉環不穩定，用示波器觀察光耦4腳電壓波形，有明顯的振蕩。光耦的4腳輸出電壓(對應于UC3525的誤差放大器輸出腳電壓)，波形如圖11所示，可發現明顯的振蕩。這是由于這個半橋電源穩態占空比比較大，按接法2則光耦增益大，系統不穩定而出現振蕩。
實際上，第2種接法在反激電路中比較常見，這是由于反激電路一般都出于效率考慮，電路通常工作于斷續模式，驅動占空比比較小，對應光耦電流Ic比較大，參考以上分析可知，閉環環路也比較容易穩定。
以下是另外一個實驗反激電路，工作在斷續模式，實際測得其光耦4腳電壓波形，如圖12所示。實際測得的驅動信號波形，如圖13所示，占空比約為0.2。
因此，在光耦反饋設計中，除了要根據光耦的特性參數來設置其外圍參數外，還應該知道，不同占空比下對反饋方式的選取也是有限制的。反饋方式1、3適用于任何占空比情況，而反饋方式2、4比較適合于在占空比比較小的場合使用。
本研究列舉了4種典型光耦反饋接法，分析了各種接法下光耦反饋的原理以及各種限制因素，對比了各種接法的不同點。通過實際半橋和反激電路測試，驗證了電路工作的占空比對反饋方式選取的限制。最后對光耦反饋進行總結，對今后的光耦反饋設計具有一定的參考價值。
