D類開關(guān)放大器的概念源于50年前，但因其工作頻率至少應(yīng)為音頻信號(hào)上限頻率（20kHz）的4~5倍，早期采用電子管、晶體管的電路在功率、效率等方面 還不能充分體現(xiàn)其優(yōu)越性。20世紀(jì)80年代出現(xiàn)了開關(guān)速度和導(dǎo)通損耗滿足要求的MOSFET，近年來又出現(xiàn)了集成前置驅(qū)動(dòng)電路，如Harris公司的 HIP4080，從而推動(dòng)了D類功放的實(shí)用發(fā)展。D類功放所用的MOSFET為N溝道型，因?yàn)镹型溝道MOSFET的導(dǎo)通損耗僅為相應(yīng)規(guī)格的P溝道 MOSFET的1/3。
傳統(tǒng)的音頻功率放大器有A類、AB類、B類、C類等幾種，其功率放大器件（電子管、晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管、集成電路等）均工作于線性放大區(qū)域，屬線性放大器，其效率普遍不高，通常AB類放大器的效率不會(huì)超過60%。
采用D類開關(guān)放大電路可明顯提高功放的效率。D類功放將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)閷挾入S信號(hào)幅度變化的高頻脈沖，控制功率管以相應(yīng)的頻率飽和導(dǎo)通或截止，功率管輸出的信號(hào)經(jīng)低通濾波器驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。因功率管大部分時(shí)間處于飽和導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)，功率損耗很小，其效率可達(dá)90%以上。典型的D類功放可提供200W輸出，效率達(dá)94%，諧波失真在1%~2.8%。
D類功放保真度不如線性放大器，但在很多場(chǎng)合已能滿足要求，例如汽車音響系統(tǒng)只要求低功率輸出時(shí)失真小于2%，滿功率輸出時(shí)小于5%，而且經(jīng)過改進(jìn)D類功放的性能還將有所提高。另外，D類功放不存在交越失真。
D類開關(guān)放大器由積分器、占空比調(diào)制器、開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路及輸出濾波器組成，圖1(a)所示的電路為采用半橋驅(qū)動(dòng)的D類功放，它采用了固定頻率的占空比調(diào)制器，功率管輸出的方波信號(hào)與音頻信號(hào)混合作為負(fù)反饋信號(hào)送入積分器。積分器兼有濾波作用，輸出修正信號(hào)送占空比調(diào)制器，占空比調(diào)制器由比較器和三角波發(fā)生器組成[圖1(b)]，用修正信號(hào)對(duì)三角波進(jìn)行調(diào)制產(chǎn)生調(diào)制輸出，推動(dòng)功率管工作。負(fù)反饋應(yīng)取自低通濾波器之前，否則因?yàn)V波后的信號(hào)與輸入的信號(hào)有相位差（二階濾波器可能引起180°的相位差），可能引起電路自激，需采用復(fù)雜的相位補(bǔ)償電路。
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驅(qū)動(dòng)功率管的調(diào)制信號(hào)為占空比隨音頻輸入信號(hào)變化的方波，半橋驅(qū)動(dòng)電路以相反的相位驅(qū)動(dòng)兩個(gè)功率管，一個(gè)導(dǎo)通時(shí)另一個(gè)截止。采用方波驅(qū)動(dòng)是為了使MOSFET盡可能地改變工作狀態(tài)，減少其處于線性放大區(qū)的時(shí)間，從而減少熱損耗，提高效率。該電路的效率主要取決于功率管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。輸出濾波器將方波轉(zhuǎn)變?yōu)榉糯蟮囊纛l信號(hào)，推動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。
圖2為全橋驅(qū)動(dòng)D類功放的原理簡圖。全橋驅(qū)動(dòng)電路中負(fù)載上的電壓峰峰值兩倍于電源電壓，因而可用單電源代替半橋驅(qū)動(dòng)電路中的雙電源供電。全橋驅(qū)動(dòng)與半橋驅(qū)動(dòng)電路工作原理相似，但采用了四個(gè)MOSFET。反饋網(wǎng)絡(luò)中的濾波電路也有所不同，該電路中負(fù)載采用浮動(dòng)接法，需要兩個(gè)低通濾波器來消除載波。四個(gè)功率管兩兩成對(duì)工作，為防止短路，驅(qū)動(dòng)電路在關(guān)斷一對(duì)功率管后過一段時(shí)間才開啟另一對(duì)功率管。全橋中的功率管只需承受半橋中一半的電壓，其導(dǎo)通損耗比半橋電路要小，這是因?yàn)镸OSFET導(dǎo)通時(shí)的漏源電阻RDS(ON)與漏源電壓BVDSS不成線性關(guān)系，串聯(lián)的兩個(gè)MOSFET總的RDS(ON)比BVDSS增加一倍時(shí)單管的RDS(ON)小。
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圖２ 全橋驅(qū)動(dòng)D類功放電路簡圖
功率管的選擇需要考慮以下幾點(diǎn)：峰值工作電壓、工作電流、開關(guān)速度、開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗。峰值工作電壓和電流決定了MOSFET的規(guī)格，開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗及輸出濾波損耗決定了輸出級(jí)的效率。計(jì)算公式如下
Vp=(2·P0·ZL)1/2 Ip=Vp/ZL
例如，要在8Ω負(fù)載上獲得100W輸出，Vp為40V，Ip為5A，考慮到工作電壓應(yīng)留25%的裕量，相應(yīng)的MOSFET規(guī)格為50V/5A。
選擇內(nèi)部包含一個(gè)具有較短反向恢復(fù)時(shí)間的二極管的MOSFET可減小開關(guān)損耗，目前較快的反向恢復(fù)時(shí)間約100ns。較低的工作頻率、較小的柵—源電容及較高驅(qū)動(dòng)能力的驅(qū)動(dòng)電路都有助于減小開關(guān)損耗。工作頻率過低會(huì)使輸出濾波器的設(shè)計(jì)變得困難，過高又會(huì)導(dǎo)致開關(guān)損耗增加并產(chǎn)生射頻干擾及電磁干擾，因此選擇工作頻率時(shí)需要綜合考慮。
解決了開關(guān)損耗問題之后，D類開關(guān)放大器的效率主要取決于功率管的導(dǎo)通損耗，換言之，選用RDS(ON)較小的MOSFET可提高放大器的效率。例如，MOSFET的RDS(ON)為200mΩ，放大器效率比理想狀態(tài)下降5%，公式如下
Δη=2XRDS(ON)/ZL=0.4/8=0.05
式中因子2對(duì)應(yīng)于全橋驅(qū)動(dòng)電路。同樣，當(dāng)RDS(ON)為80mΩ時(shí)，效率損失只有2%，也就是說效率取決于器件的制造工藝。
圖3所示為圖2中反饋網(wǎng)絡(luò)的電路，功率管輸出信號(hào)經(jīng)IC1C處理成為反饋信號(hào)，其幅值約為輸出信號(hào)的1/11。音頻輸入信號(hào)經(jīng)緩沖放大器IC1B放大，與反饋信號(hào)一同送至積分器IC1A，經(jīng)處理產(chǎn)生修正信號(hào)送圖3中驅(qū)動(dòng)IC的比較器反相輸入端，從而產(chǎn)生調(diào)制輸出。圖3中還有另一路反饋取自電流采樣電阻，驅(qū)動(dòng)IC據(jù)此對(duì)MOSFET作過流保護(hù)。
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圖３ 全橋驅(qū)動(dòng)D類功放反饋網(wǎng)絡(luò)電路
該放大器的輸出采用了兩個(gè)巴特沃斯濾波器為負(fù)載提供音頻驅(qū)動(dòng)電流，巴特沃斯濾波器保證了全頻段內(nèi)的平滑頻響，可使放大器具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。圖4中四結(jié)巴特沃斯濾波器的截止頻率為30KHz，對(duì)250KHz載波的衰減為74dB，增加階數(shù)或降低截止頻率可更有效地消除載波。巴特沃斯濾波器工作時(shí)要求負(fù)載為恒定值，而揚(yáng)聲器在高頻下將處于失控狀態(tài)，因此揚(yáng)聲器兩端并聯(lián)了RC濾波網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償，以保證高頻時(shí)電路的穩(wěn)定。
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圖４ 截止頻率為30KHz的四階巴特沃斯濾波器
該放大器驅(qū)動(dòng)4Ω負(fù)載輸出100W時(shí)，信號(hào)頻率8KHz以下的失真（THD+N）不到1%，如圖5(a)所示，信號(hào)頻率超過8KHz時(shí)，放大器的非線性度增大，THD+N也隨之增加，在12KHz處達(dá)到最大(2.8%)，超過12KHz，輸出濾波器開始發(fā)揮作用，THD+N也隨之下降。在通常工作的小功率情況下，失真狀況有所改善，輸出10W時(shí)全頻帶范圍內(nèi)的THD+N小于1.2%，如圖5(b)所示。
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圖５ 帶四階濾波器D類功放失真曲線
失真特性通過濾波器及反饋網(wǎng)絡(luò)的選擇加以修改，以適應(yīng)不同場(chǎng)合的要求。反饋網(wǎng)絡(luò)選用高素質(zhì)的運(yùn)放、修改補(bǔ)償電路、提高三角波的線性度這幾項(xiàng)措施均有助于降低失真和殘余噪聲。在實(shí)際應(yīng)用中，輸出濾波器與揚(yáng)聲器的阻抗相匹配可降低放大器的閉環(huán)頻響，改善放大器的失真特性。
